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PAM調制方式下高速無刷直流電機非導通相續流抑制方法研究

來源:北京永光高特微電機有限公司作者:李利網址:http://www.myanmarbdc.com瀏覽數:5494

摘  要:針對基于降壓斬波(Buck)變換器PAM調制方式下高速無刷直流電機由于換相點滯后產生的非導通相續流問題,分析了其產生原因并提出了一種基于DSP的軟件超前換相的補償方法。通過DsP實時計算補償了無刷直流電機由于霍爾信號低通濾波、霍爾傳感器的安裝位置誤差及中斷延遲所造成的換相滯后角,消除了換相點滯后,抑制了非導通相續流。

0  引  言

   磁懸浮控制力矩陀螺(MSCMG)作為空間站等長期運行大型航天器姿態控制的關鍵執行機構,具有大力矩輸出、小體積、低重量、低功耗、低振動、無摩擦、高轉速、長壽命等優點,在高精度大型航天器上具有廣闊的應用前景。磁懸浮控制力矩陀螺系統由高速轉子系統、磁軸承系統和框架系統組成。在輸出力矩一定的情況下,提高轉子額定轉速,可以減小陀螺的體積和重量,而轉子轉速越高必然給其驅動電機帶來越大的損耗。為了減小電機定子鐵耗,高速無刷直流電機定子采用無槽繞組結構,這樣電樞電感非常小。小電樞電感高速電機三相六狀態全橋驅動電路采用PWM調制會產生大的高頻電流PWM諧波,從而產生相應的鐵損、銅損、電流集膚效應、諧波脈動轉矩以及附加PWM開關損耗等。若采用半橋PWM調制還會產生非導通相續流。文獻[2—3]從PWM調制方式角度出發提出了續流抑制方法,但無法消除高頻電流PWM諧波。文獻[4]采用基于Buck變換器PAM調制方式的電機驅動電路來抑制

轉矩脈動,但僅討論了電機低速下導通區間和換向期間電機轉矩脈動。為了抑制小電樞電感高速電機的高頻電流PWM諧波,系統采用基于Buck變換器PAM調制方式的電機驅動電路。實驗中高頻電流PWM諧波得到了很好的抑制。但實驗中發現電機工作在高速時,電機繞組電流出現了大的非導通相續流,同時導通相繞組電流關斷前出現了大的電流尖峰。本文分析了基于Buck變換器的高速無刷直流電機控制系統出現上述問題的理論原因。其表現為數控系統的換相點滯后(換相是在霍爾信號上升、下降沿觸發的中斷中通過查詢換相表來實現的),并分析了引起換相滯后的系統原因。針對本問題,提出了基于DSP的軟件補償方法,消除了換相滯后,抑制了非導通相續流及其引起的導通相繞組電流關斷前電流尖峰,抑制了電機轉矩脈動和鐵耗,從而提高了電機效率。

1基于Buck變換器的無刷直流電機非導通相續流原理分析

1.1  非導通相續流原理分析

   本文研究的基于Buck控制技術的小電樞電感高速無刷直流電機拓撲如圖1所示。通過控制Buck變換器功率開關管的占空比大小來調節直流母線電壓V,而后部的三相逆變器僅僅起換相作用,不用進行調制。Vo=Vin?η式中,Vin為Buck電路輸入端電壓;η為Buck電路開關管的占空比;Vo為直流母線電壓。

 

圖1  基于Buck變換器的無刷電機主電路

圖2是高速電機工作在25 000 r/min時電機A相繞組電流??梢悦黠@看到繞組中出現了大的非導通相續流及繞組關斷前電流尖峰。

   圖2  電機A相繞組電流(25 000 r/min)

   針對圖2所示的非導通相續流,以A相繞組處于非導通相區間為例,在一個電周期內A相繞組的非導通區間為: 非導通區間三相繞組端電壓分別可以寫為下列形式: (1) (2)Ua=ea+UN    (3)   式中,Ua、Ub、Uc為對應相端電壓;UN為三相繞組中線電壓;Uvo為Buck電路輸出電壓值;L為自感與互感之差。

   當電流從B相流向C相,Ub=Uvo,Uc=0,ib=一ic;當電流從C相流向B相,Ub=O,Uc=Uvo,ib=一ic。上述兩種情況下將式(1)、式(2)相加可得: Uvo=2UN+eb+ec    (4)  由式(4)得:  (5)

將式(5)帶入式(3)得: (6)

   考慮研究對象的反電動勢為理想梯形波(平頂為120個電角度且Ea=Eb=Ec=E),取一個電周期進行分析,如圖3所示。

    圖3三相繞組梯形波反電動勢

設電機系統在圖3所示理想換相點 處有:Ua=Uvo  (7)此時為繞組中出現正向導通前反向續流臨界點。由圖3知在理想換向 處有:eb+ec=0    (8) 將式(7),式(8)代入式(6)得:  (9)式中, 為A相繞組在理想換相點 處反電動勢。

   若電機系統滯后理想換相點 處換相,則由圖3知此時:eb+ec<O    (10) 將式(9)、式(10)帶入式(6)有:    U>Uvo   (11)

   由式(11)知當電機系統滯后理想換向點 處換向時,從理想換相點 處到真實換相點處,A相端電壓大于Buck變換器輸出電壓V,電流從A相上半橋臂的反向二級管通過C、A相反向續流,造成如圖2所示的A相繞組正向導通前的反向續流。

   同理,設電機系統在如圖3所示理想換相點 處換相有:    Ua=o    (12)

   此時為繞組電流出現反向導通前正向續流的臨界點。又由圖3知在理想換相點處有:eb+ec=O    (13)

將式(12),式(13)代入式(6)得: (14) 式中,e為A相繞組在理想換相點 處的反電動勢。

   若電機系統滯后理想換向點 處換相時,則由圖3知此時: eb+ec>O    (15)  將式(14)、式(15)帶人式(6)有:

   Ua<O    (16)

   由式(16)知當電機系統滯后理想換相點 處換相時,從理想換相點 處到真實換相點處,A相端電壓小于參考地電壓,電流從A相下半橋臂的反相二級管通過A、C相反向續流,造成如圖2所示的A相繞組反向導通前的正向續流。

   通過上述分析知換相點滯后正是引起本文研究對象非導通相續流的原因。

1-2  導通相關斷前產生繞組電流尖峰的原理分析

   如圖3所示,繞組電流除了出現大的非導通相續流外,在導通相關斷前還產生了電流尖峰。

   分析如圖1拓撲所示的由Buck逆變器調壓、三相橋換向的控制方法可知,三相繞組電流相差為120°(電角度)。設A相超前B相120°,B相超前C相120°,且設C相處于非導通相續流狀態。由圖2實驗波形可設B相電流Ib=一I,C相反相續流電流為Ic=一I(I,I同號)。因為電機為星形接法,Ia+Ib+Ic=O,則Ia=I+I。如圖2示,非導通向續流電流是以尖峰形式出現,所以A相中出現關斷前電流尖峰。因此消除非導通相續流,也能消除導通相關斷前的繞組電流尖峰。

2  換相點滯后的系統原因

   通過上節分析知,非導通相續流是由于換相點滯后引起的。而換相點滯后主要由霍爾信號RC濾波、中斷延遲、霍爾傳感器安裝位置誤差等原因引起。

高速電機系統是利用霍爾信號進行換相的?;魻栃盘柺怯苫魻杺鞲衅鹘o出,而埋在高速電機定子中的霍爾傳感器處于高磁場強度的陀螺房中,這給霍爾信號帶來很大的高頻毛刺,必須進行濾波處理。本文控制系統中選用的是RC濾波。RC濾波后的霍爾信號經過施密特觸發器進行整形,DSP以整形后的霍爾信號的上升下降沿作為中斷信號進入中斷服務程序進行換相。由于施密特觸發器有一定的臨界觸發電壓,處理后的霍爾信號上升沿和下降沿與真實霍爾信號的上升沿和下降沿有一定的時間誤差,如圖4所示。

 圖4 Rc濾波、施密特觸發器整形后霍爾信號與真實霍爾信號對比圖(測試條件為25 000r/min)

   上圖中施密特觸發器整形后的霍爾信號滯后真實霍爾信號17.85μs而高速電機運行在25 000 r/min時換相周期為200μs。在此轉速下17.85μs引起換相滯后角(電角度)為5.355°??梢娀魻栃盘柦洖V波處理引起的換相點滯后在高速下是不可忽略的,必須通過補償將其消除。

   本文研究的控制系統是以霍爾信號的上升沿和下降沿為中斷觸發信號,在中斷服務程序中通過換向表查詢進行換相。由實驗知,從霍爾信號進入DSP外設口到中斷響應有一定的硬件延遲。同時換向表查詢及功率管的響應也造成一定的換向延遲。

   由于加工工藝的影響,霍爾傳感器的安裝位置并不是嚴格超前反電動勢30°,有可能滯后也有可能超前。這方面的靜態誤差可以通過標定消除。通過測量真實霍爾信號和繞組反電動勢的相差就可以標定霍爾傳感器的安裝誤差。

3軟件超前換相抑制非導通相續流

3.1滯后角計算

   為了解決換相點滯后帶來的問題,本文提出了一種軟件超前換相的方法。而如何確定換相點的滯后角就成了本方法的關鍵問題。

   由于中斷延遲,霍爾傳感器安裝誤差都是靜態誤差,可以通過測量獲得由這兩個原因引起的換向滯后角?;魻栃盘柦涍^RC濾波、施密特觸發器整形產生的動態誤差就成了確定換向滯后角的關鍵?;魻栃盘枮榉讲ㄐ盘?,將霍爾信號按傅里葉級數形式展開為: 式中,f為霍爾信號頻率(Hz);A為霍爾信號為高時的幅值。    

   霍爾信號每一個正弦分量通過RC低通濾波器的電壓放大倍數為: 利用Madab算出每個正弦分量的輸出,根據式(13)算出霍爾信號經過RC濾波后輸出量U(t)。設施密特觸發器的觸發電壓為Us,令Us=U(t),利用Matlab算出各個轉速下的霍爾信號經過RC濾波后達到觸發電壓的時間并轉化為電角度,通過Matlab擬合出RC濾波滯后角與電機轉速的關系式。

   系統滯后角為中斷延遲滯后角、安裝誤差角、RC濾波滯后角三者之和。

3.2軟件實現滯后角補償

   軟件補償滯后角是通過在DSP程序中將換相點提前以補償滯后角來實現的。本文所研究的高速電機是以霍爾信號為中斷觸發信號,所以在中斷服務程序只能進行中斷延時,而不能進行中斷超前。為了實現超前換向就必須在換相表中將換相順序向前推一位(60°電角度),并在CAP中斷到來后推遲相應電角度(60°電角度減去滯后角)進行換相,推遲時間用事件管理器定時器周期值表示,并在定時器周期中斷中換向。程序流程圖如圖5所示。

4仿真及實驗結果

   仿真及實驗用的高速無刷直流電機參數為;電樞繞組電阻R繞組R=O.5 Ω,電樞繞組電感為L繞組=10μH。Buck模塊的參數為:續流電感Lf=1.2 mH,穩壓電容Co=4.7μF,開關頻率為40 kHz。圖6為利用Matlab的Simulink仿真模塊仿真得到的無軟件換相補償時電機高速運行時的繞組電流波形(仿真條件為換相滯后8個電角度)。圖7為仿真得到的采用本文提出的軟件超前換相方法后電機高速運行時的繞組電流波形。由圖7知在仿真條件下換相滯后角得到補償后,非導通相續流及繞組電流關斷尖峰得到很好的抑制。

 圖5  軟件超前換相程序流程圖

   圖6無軟件換相補償時仿真得到的電流波形

   圖7  軟件換相補償時仿真得到的繞組波形

 采用DSPTMS320F2812為控制器,在高精度、輕小型磁懸浮控制力矩陀螺高速無刷直流電機實驗平臺上,應用文中提出的軟件超前換相補償換相滯后角的方法進行了實驗,并與無換相補償的實驗結果進行了對比。圖8,圖9分別為在4 Pa真空度條件下,用示波器測得的高速電機升速到25 000 r/min轉速下無軟件換相補償和有軟件換相補償的繞組電流波形。比較兩者可知:在高速下通過換相補償使得無刷直流電機由換相滯后引起的非導通相續流及導通相關斷前繞組電流尖峰得到了很好的抑制。通過非導通相續流及導通相關斷前繞組電流尖峰的抑制,很好地消除了電機的轉矩脈動。由于非導通相續流提供的是負力矩,通過消除反向續流能夠降低電機功耗,提高電機效率。采用軟件補償的方法,電機升速到25 000 r/min時電機平均功耗從無軟件補償的11.8 W降到10.9 W,電機平均效率從78%提高到84.4%,電機最大瞬時功耗從22.1 W降到14.3 W,提高了電機運行的穩定度,減小了對整個磁懸浮控制力矩陀螺系統的沖擊,從而大大提高了陀螺力矩的輸出精度。

 圖8無軟件補償時的繞組電流波形圖(25 000 r/min)

 圖9有軟件補償時的繞組波形圖(25 000 r/min)

5  結  論

   通過建立換相滯后的模型,提出了一種軟件超前換相方法,能夠準確地補償換相滯后角,有效地抑制了由換相滯后引起的端電壓過零而導致的繞組反向導通前的正向續流和端電壓超過供電電壓而引起的繞組正向導通前的反向續流,同時抑制了非導通相續流引起的導通相關斷前繞組電流尖峰,提高了電機效率,抑制了電機轉矩脈動,減小了電機對磁懸浮控制力矩陀螺系統的沖擊,從而大大提高了陀螺力矩的輸出精度,并通過實驗驗證了該方法的正確性和有效性。

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